Высококачественный усилитель класса B

Расширенная статья О. Решетникова под редакцией
журнала Радиоежегодник - 1983г. стр. 93-101

В схемотехнике высококачественных усилителей звуковой частоты в последние годы сложился определенный стереотип. Такой усилитель содержит обычно входной дифференциальный каскад, ступень с резистивной нагрузкой, усиливающую сигнал до требуемого для нормальной работы выходного каскада уровня, предоконечный фазоинверсный каскад и двухтактный оконечный каскад с последовательным питанием транзисторов. Для снижения искажений ток покоя транзисторов оконечного каскада выбирают достаточно большим — нередко он составляет 250... 300 мА. При этом на каждом из транзисторов рассеивается значительная (до десятка ватт) мощность, что требует применения эффективных теплоотводов и принятия специальных мер по стабилизации теплового режима при изменении температуры окружающей среды. К сожалению, решение последней задачи часто оказывается не под силу радиолюбителю.

Дело в том, что для обеспечения постоянства тока покоя в интервале возможных температур тепловое сопротивление теплоотвод-среда должно быть вполне определенным. Однако добиться этого не так просто. Тепловое сопротивление теплоотвода зависит не только от его конфигурации, площади поверхности и ее обработки, но и от места установки в корпусе усилителя, и даже (особенно если теплоотвод выполняет функции задней стенки устройства, что часто бывает на практике) от расположения усилителя по отношению к другим блокам звуковоспроизводящего комплекса, к стенкам секционной мебели, стенам помещения и т. д. Не удивительно, что, казалось бы, правильно сконструированные любительские усилители НЧ нередко не выдерживают длительной непрерывной работы, перегреваются и даже выходят из строя.

Очевидно, радикальным средством повышения термостабильности усилителя мог бы быть перевод оконечного каскада в режим В. Однако такому режиму свойственны большие нелинейные искажения (типа «ступенька»), устранимые, как считалось до недавних пор, лишь глубокой отрицательной обратной связью (ООС), охватывающей весь усилитель. А это, вообще говоря, нежелательно, так как влечет за собой необходимость принятия специальных мер по борьбе с так называемыми динамическими интермодуляционными искажениями, возникающими в усилителях с глубокой ООС.

Но существуют и другие способы снижения искажений, присущих режиму В. С одним из них, кстати очень перспективным, по мнению некоторых специалистов, мы и знакомим читателей ежегодника. Речь идет об использовании для уменьшения искажений так называемой прямой связи (или связи вперед, в отличие от обратной связи, или связи назад). Запатентованный Харольдом Блэком еще в 1929 году (кстати, ему принадлежит и патент на отрицательную обратную связь), этот способ уменьшения искажений в течение десятилетий не находил применения в звукоусилительной технике, но в последнее время все чаще привлекает внимание специалистов как очень эффективное средство совершенствования техники звуковоспроизведения. На мировом рынке появились промышленные модели усилителей, в которых использована прямая связь. Один из них—мощный звуковой усилитель «Квод 405», созданный английской фирмой «Акустикл мэнюфэкчуринг компани». При сравнительно простом схемном решении разработчикам удалось довести коэффициент гармоник на средних частотах до 0,005 %.

Функциональная схема усилителя «Квод 405» изображена на рис. 1. Здесь А1 — идеализированный усилитель, обеспечивающий усиление сигнала до требуемого для нормальной работы выходного каскада уровня, Vl и V2 — комплементарная пара транзисторов выходного каскада, работающего в режиме В, элементы Rl, C1, R2 и L1 — плечи рассчитанного определенным образом моста переменного тока, RC и RH — соответственно сопротивления источника сигнала и нагрузки усилителя. Принцип уменьшения искажений в таком усилителе становится ясным из анализа зависимости, связывающей напряжение на нагрузке uН с напряжением сигнала uC и базовым током iб транзисторов выходного каскада. Эту зависимость можно представить в виде uН = АuC + Вiб, где А и В — некоторые коэффициенты, численные значения которых определяются параметрами входящих в устройство элементов. Очевидно, что основным источником искажений может быть только базовый ток iб, поэтому избавиться от них можно, подобрав параметры элементов так, чтобы коэффициент В стал равным нулю. Выразив коэффициент В через параметры элементов моста, нетрудно показать, что условие отсутствия (компенсации) искажений совпадает с условием баланса моста, т. е. L1/C1=R1/R2 Иными словами, сбалансировав мост на какой-либо частоте, можно гарантировать, что во всем рабочем диапазоне частот искажения, вносимые усилителем, будут минимальными.

Каков же механизм компенсации искажений в данном случае? Упрощенно его можно представить следующим образом. Как известно из теории электрических цепей, сбалансированный мост переменного тока обладает тем свойством, что переменное напряжение, приложенное к одной из его диагоналей, не может вызвать появления разности потенциалов в другой диагонали. Аналогичная картина наблюдается и здесь: напряжение искажений, возникающее в выходном каскаде на транзисторах V1, V2, приложено к диагонали BD, поэтому в другой диагонали — АС — оно появиться не может. Если в добавление к этому предположить, что усилитель А1 обладает бесконечно большим усилением, то можно считать, что точка А фактически соединена с общим проводом (т. е. с нижним — по схеме — выводом нагрузки RH) и, следовательно, искажений не будет и в нагрузке. Благодаря резистору R2 нелинейные продукты в спектре выходного тока i1 компенсируются «подкачкой» исправляющего тока i2 непосредственно с выхода линейного усилителя А1 в нагрузку, причем наиболее эффективно компенсируются высшие гармоники, что обусловлено в данном случае выбором сопротивления резистора из условия равенства токов i1 и i2 на высоких частотах.

Полная принципиальная схема усилителя, выполненного на отечественной элементной базе москвичом О. Решетниковым, приведена на рис. 2. Полученные им технические характеристики усилителя следующие:

Номинальный диапазон воспроизводимых частот, Гц,
при неравномерности АЧХ ±1 дБ
20...20 000
Выходная мощность в номинальном диапазоне частот, Вт, на нагрузке 8 Ом при коэффициенте гармоник не более 0,02%30
То же на нагрузке 4 Ом40
Чувствительность, В0,2
Входное сопротивление, кОм20
Относительный уровень собственных шумов, дБ-75

Наряду с малыми нелинейными искажениями усилитель отличается очень низким уровнем динамических интермодуляционных искажений, достигнутым применением частотной коррекции АЧХ. К тому же, как уже говорилось, сам метод компенсации искажений, примененный в усилителе, обеспечивает наиболее эффективное подавление именно высших гармоник, которые принято относить к динамическим искажениям.

Линейная часть усилительного тракта (усилитель А1 на рис. 1) выполнена на операционном усилителе (ОУ) А1 и транзисторах V3 — V6, V9, оконечный каскад, работающий в режиме В, — на транзисторах V12 и V15, V16. Транзисторы V7 и V13 использованы в устройстве защиты оконечного каскада от перегрузки по току и короткого замыкания в нагрузке. Питается усилитель от простейшего двуполярного выпрямителя на диодах V17—V20 с емкостным фильтром из конденсаторов большой емкости.

Коэффициент усиления каскада на ОУ А1 определяется параметрами элементов охватывающей его цепи ООС C1R2R5C3 и в номинальном диапазоне частот составляет примерно 15. Применение ОУ и глубокой ООС по постоянному току с выхода усилителя на его инвертирующий вход позволило без какой-либо подстройки свести к минимуму постоянное напряжение на выходе усилителя. Питается первый каскад стабилизированными напряжениями, снимаемыми со стабилитронов V1 и V2.

Второй каскад усилителя собран на транзисторе V4 с источником тока на транзисторе V3, применение которого позволило получить максимально возможное в данном случае усиление по напряжению. Следующий за ним двойной эмиттерный повторитель на транзисторах V5, V6 служит для согласования с последним каскадом линейного усилителя, выполненным на транзисторе V9. С выхода этого каскада усиленный сигнал поступает на оконечную ступень (V12, V15, VI6), а с нее — в нагрузку.

Элементами моста в данном усилителе являются резисторы R15, R29, конденсатор С6 и катушка L1. Подбором конденсатора С6 мост сбалансирован на высоких частотах, поэтому высокочастотные продукты искажений компенсируются исправляющим током, текущим в нагрузку через резистор R29. В области низших частот из-за конечного сопротивления провода катушки L1 (оно не может быть сведено к нулю) баланс моста нарушается. Для снижения искажений на этих частотах введена глубокая (50...70 дБ) ООС, напряжение которой снимается с выхода усилителя и через делитель R12R15 подается в цепь эмиттера транзистора V4.

Элементы R30, L2, R31, СП—С13 предотвращают самовозбуждение усилителя, конденсаторы С6—С8 обеспечивают коррекцию его АЧХ с целью сведения к минимуму динамических искажений.

Устройства защиты обоих плеч усилителя выполнены одинаково. Каждое из них состоит из управляемого резистора (транзисторы V7, V13) и делителя напряжения (R21R18R20R26 и R23R19R22R27). Ограничение тока через транзистор V12 верхнего по схеме плеча оконечного каскада происходит следующим образом. В отсутствие сигнала через делитель R21R18R20R26 течет ток, определяемый приложенным к нему напряжением (24 В). Этот ток (примерно 6 мА) создает на резисторах R20 и R26 падение напряжения около 0,45 В, поэтому транзистор V7 закрыт. С появлением усиливаемого сигнала это падение напряжения начинает изменяться: в интервалы времени, когда напряжение сигнала изменяется в положительную сторону, падение напряжения на резисторе R20 уменьшается (из-за снижения напряжения, приложенного к резисторам R21, R18, R20), а на резисторе R26 (оно обусловлено в основном коллекторным током транзистора V12) — увеличивается. В момент, когда суммарное падение напряжения на резисторах R20 и R26 достигает значения примерно 0,65 В, транзистор защиты V7 начинает открываться и сопротивление его участка эмиттер — коллектор шунтирует вход усилительного каскада на транзисторе V9, ограничивая тем самым рост тока через транзистор V12. Аналогичные процессы протекают в нижнем по схеме плече усилителя при изменении напряжения сигнала в отрицательную сторону, но в этом случае участком эмиттер — коллектор транзистора V13 шунтируется вход ступени на транзисторе V15. Диоды V8, V14 предотвращают реакцию защиты на увеличение падения напряжения на резисторах R20 и R22 в моменты, когда напряжение сигнала изменяется в противоположную (отрицательную — для верхнего и положительную — для нижнего плеча) сторону.

При указанных на принципиальной схеме номиналах резисторов R18 — R23, R26, R27 ограничение тока транзисторов оконечного каскада наступает при значении около 3,5 А. На короткое замыкание в нагрузке защита реагирует ограничением тока на уровне 1,5 А.

В усилителе можно использовать операционные усилители К140УД7, 153УД6 (наиболее желательно, так как последний имеет пониженный уровень шумов), транзисторы КТ342Г, КТ315Г, КТ315Д, КТ315Е (V4), КТ361В, КТ361Д (V3, V5—V7, V13); диоды КД10ЗА и КД504А можно заменить любыми кремниевыми, рассчитанными соответственно на прямые токи 10 и 50 мА. При отсутствии стабилитронов КС515А возможно применение стабилитронов Д814А, соединенных последовательно и подобранных так, чтобы суммарное (на каждой паре) напряжение стабилизации составило 15 В.

Возможный вариант печатной платы усилителя показан на рис. 3. Она рассчитана на установку резисторов МЛТ, конденсаторов КМ (С1, СЗ, С5, С10—С13), КСО-1 (С6—С8), К53-1 (С9) и К50-6 (С2, С4). Резисторы R26, R27 — отрезки константанового провода диаметром 0,3 мм. Катушки L1 (30 витков) и L2 (46 витков) намотаны виток к витку в два слоя на каркасах из органического стекла диаметром 7 и длиной 35 мм; первая жгутом из 20 проводов ПЭВ-2 0,23, вторая - проводом ПЭВ-2 1,0 (ее индуктивность может быть в пределах 4,9...8,8 мкГ).

Транзисторы V9, V12, V15 и V16 устанавливают на общем теплоотводе с охлаждающей поверхностью 800...900 см2 и изолируют от него слюдяными прокладками толщиной 0,1 мм. Устанавливать транзисторы на отдельных, изолированных друг от друга и от корпуса усилителя теплоотводах, как это рекомендуется для улучшения теплового режима транзисторов (их в этом случае крепят без изоляционных прокладок), не следует. С одной стороны, в этом нет особой необходимости, так как из всех транзисторов существенно нагревается только транзистор V9 (рассеиваемая на нем мощность составляет около 1,2 Вт), с другой — такой монтаж выходного каскада может привести к трудно устранимому самовозбуждению усилителя на высоких (порядка нескольких мегагерц) частотах. Во избежание самовозбуждения транзисторы на теплоотводе и плату по отношению к нему необходимо расположить так, чтобы соединительные провода были возможно короче. Для облегчения теплового режима транзистора V4 (рассеиваемая на нем мощность составляет примерно 100 мВт) на его корпус желательно плотно надеть алюминиевый или медный теплоотвод в виде небольшой (примерно 20x20 мм) пластины толщиной 4...5 мм.

Трансформатор питания усилителя, изготовленного О. Решетниковым, намотан на тороидальном магнитопроводе внешним диаметром 100, внутренним 64 и высотой 32 мм. Первичная обмотка (1130 витков) намотана проводом ПЭВ-2 0,5, вторичная (2x104 витка) — проводом ПЭВ-2 1,3, электростатический экран между ними — проводом ПЭВ-2 0,21 (один слой). Конденсаторы фильтра С14, С15—К50-18. При отсутствии тороидального магнитопровода можно использовать Ш-образный магнитопровод сечением 8...10 см2, окно которого позволит разместить обмотки из указанного провода. Емкость конденсаторов сглаживающего фильтра допустимо уменьшить до 4000 мкФ.

прим. тут будет добавлена таблица токов и напряжений на транзисторах

Собранный из исправных деталей усилитель наладить нетрудно. Необходимо лишь при работе на эквивалент нагрузки проверить режимы транзисторов на соответствие приведенным в таблице (допустимы отклонения напряжений в пределах ±20%) и сбалансировать мост R15C6R29L1 по минимуму искажений выходного сигнала. Последнюю операцию лучше всего производить, рассматривая на экране осициллографа выходной сигнал, оставшийся после подавления первой гармоники, или разностный сигнал, полученный методом компенсации выходного сигнала входным. В последнем случае очень удобно воспользоваться устройством, описанным И. Акулиничевым в статье «Приставка к осциллографу для оценки качества усилителей» («Радио», 1980, № 4, с. 40). Балансируют мост на частоте 10...12 кГц подбором конденсатора С6 до получения минимальных всплесков на осциллограмме сигнала. Балансировку можно произвести и по осциллограмме неподавленного выходного сигнала. В этом случае его частоту увеличивают до 50... 100 кГц и добиваются минимальных искажений сигнала подбором того же конденсатора. Улучшения балансировки на низких частотах можно добиться, шунтируя конденсатор С6 резистором сопротивлением несколько сот килоом.

При желании выходную мощность усилителя можно довести до 60...80 Вт. Для этого необходимо повысить напряжение питания до 35...40 В и заменить транзисторы оконечного каскада на КТ803А. Для сохранения режимов по току (транзисторы V4 и V9) сопротивление резистора R9 необходимо уменьшить до 620..750 Ом, а резисторов R24, R25 — увеличить до 430...510 Ом. Кроме того, нужно поднять порог срабатывания устройств защиты от перегрузки по току, для чего уменьшить сопротивления резисторов R26, R27 до 0,1...0,11 Ом и увеличить сопротивления резисторов R21, R23 до 8,2.. 10 кОм. Кстати, подбор резисторов устройств защиты необходим в любом случае, если напряжение питания отличается от указанного на схеме.

Динамический диапазон усилителя можно расширить, снизив его чувствительность, которая во многих случаях оказывается чрезмерной. Сделать это нетрудно — достаточно подбором элементов С1, R2, R5, СЗ увеличить глубину ООС, охватывающей ОУ A1. Например, для снижения чувствительности усилителя до 0,7 В необходимо сопротивление резисторов R5 уменьшить до 100 кОм, а емкость конденсатора СЗ увеличить до 0,15 мкФ.


Источник:

Высококачественный усилитель класса В. Радиоежегодник 1983г. стр. 93-101