О. Решетников.   Снижение искажений в усилителях мощности.

До недавнего времени снижение нелинейных искажений в усилителях звуковой частоты достигалось в основном двумя способами: либо введением глубокой отрицательной обратной связи (ООС), охватывающей усилитель с выходным каскадом, работающим в режиме B (или близком к нему), либо переводом выходного каскада в режим А с неглубокой общей ООС. Первый из этих способов неизбежно приводит к необходимости принятия мер по борьбе с так называемыми динамическими искажениями, возникающими в усилителях с глубокой ООС, второй – мер по термостабилизации большого тока покоя выходного каскада.

А между тем еще в 1929 г. В патенте Хорольда Блэка [1] был выдвинут принцип построения усилителей НЧ, позволяющий использовать в выходных каскадах экономичный режим В, не внося в усиливаемый сигнал свойственных этому режиму искажений. Сам принцип получил название «feed forward error correction», что в переводе означает «коррекция искажений с использованием прямой связи».

Пути реализации этого принципа в транзисторном усилителе НЧ удобно рассмотреть на примере усилительного устройства, функциональная схема которого приведена на рис. 1. Устройство состоит из идеального усилителя Ф1, обеспечивающего необходимый для нормальной работы выходного каскада уровень сигнала, работающего в режиме В выходного каскада на транзисторах V1, V2 и элементов моста R1, C1, R2 и L1. Связь между выходным напряжением на нагрузке UH и напряжением источника сигнала UC выражается для данного устройства [2] равенством U_H=AU_C + Bi_б, где i_б – базовый ток транзисторов выходного каскада, а А и В – коэффициенты, численные значения которых определяются параметрами входящих в устройство элементов.

Поскольку основным источником искажений в данном случае может быть лишь базовый ток транзисторов выходного каскада, устранить их, как следует из приведенного выше равенства можно, подобрав параметры элементов усилительного устройства таким образом, чтобы коэффициент В стал равен нулю. Если выразить В через параметры элементов [2] , то окажется, что условие компенсации нелинейных искажений совпадает с условием баланса моста: L1 = R1 R2 C1 .

Упрощено механизм компенсации искажений выглядит так. Напряжение искажений, возникающее в мощном каскаде и приложенное к диагонали моста BD, не может вызвать появления сигнала искажений в диагонали АС. Если же при этом усилитель обладает бесконечно большим коэффициентом усиления, то точка А фактически оказывается соединенной с общим проводом, а это значит, что сигнала искажений не будет в нагрузке R_H .

Если из устройства по схеме на рис. 1 исключить резистор R2, оно превратиться в обычный усилитель НЧ, где резистор R1 обеспечивает ООС, конденсатор C1 корректирует АЧХ, а катушка L1 защищает нагрузку от возможной высокочастотной генерации.

Эффективность снижения нелинейных искажений в таком усилителе уменьшается с увеличением частоты сигнала, так как требование стабильности приводит к соответствующему снижению с ростом частоты глубины ООС. Особенное заметно это сказывается на подавлении высших гармоник в спектре искаженного выходного тока i₁ (рис. 1).

При введении резистора R2 нелинейные продукты в спектре выходного тока компенсируются за счет подкачки «исправляющего» тока i₂ прямо с выхода линейного усилителя в нагрузку. При этом более эффективно компенсируются именно высшие гармоники (сопротивление резистора R2 выбрано так, что ток i₂ на этих частотах равен току i₁ и противоположен ему по направлению). На низших частотах баланс моста может нарушаться из-за наличия активной составляющей в полном сопротивлении катушки L1.

Описываемый метод компенсации нелинейных искажений впервые был использован в английском усилителе «Quad 405» [3] и позволил при сравнительно простом схемном решении получить коэффициент гармоник на средних частотах примерно 0,005% .

Принципиальная схема аналогичного усилителя на отечественных элементах приведена на рис. 2. Применение в выходном каскаде режима B позволило повысить КПД и полностью исключить проблему термостабилизации тока покоя, а метод компенсации искажений с использованием прямой связи обеспечил весьма низкий уровень нелинейных и динамических искажений.

Усилитель состоит из четырехкаскадного предварительного усилителя, работающего в режиме A (A1, V3-V6 и V9), выходного каскада, работающего в режиме B (V12, V15, V16) и устройства защиты выходного каскада от перегрузок и короткого замыкания в нагрузке (V7 и V13).

Первый каскад предварительного усилителя выполнен на операционном усилителе (ОУ) A1. Параметры охватывающей его цепи ООС (C1R2R5C3) выбраны так, что коэффициент усиления каскада на частотах выше 20 Гц постоянен и приблизительно равен 15. Благодаря глубокой ООС по постоянному току (через резистор R3) на выходе усилителя НЧ поддерживается нулевой потенциал.

Для получения максимального усиления в коллекторную цепь транзистора V4 включен источник тока на транзисторе V3. Двойной эмиттерный повторитель на транзисторах V5, V6 согласует входное сопротивление каскада на транзисторе V9 с выходным сопротивлением каскада на транзисторе V4.

Как уже говорилось, на низких частотах баланс моста R15 C6 R29 L1 нарушается. Малый уровень нелинейных искажений на этих частотах обеспечивается в основном глубокой (50…70 дБ) ООС, напряжение которой поступает в эмиттерную цепь транзистора V4 с выхода усилителя через делитель напряжения, состоящий из резисторов R12 и R15. На более высоких частотах баланс восстанавливается, и продукты искажений компенсируются «исправляющим» током, текущим через резистор R29 в нагрузку.

В устройство защиты транзисторов выходного каскада входят транзистор V7 и резисторы R18, R20, R21 в нижнем. В отсутствие сигнала через резисторы R26, R20, R18, R21 протекает постоянный ток, создающий на резисторах R20 и R26 падение напряжения около 0,45 В. С появлением сигнала на входе усилителя это напряжение начинает изменяться: в интервалы времени, когда переменное напряжение на выходе усилителя изменяется в положительную сторону, падение напряжения на резисторе R20 уменьшается, а на резисторе R26 (оно обусловлено в основном коллекторным током транзистора V12) – повышается. Когда суммарное напряжение на резисторах R20 и R26 достигает примерно 0,65 В, транзистор V7 открывается. Участком эмиттер – коллектор он шунтирует резистор R16 и тем самым ограничивает рост выходного тока. При указанных на схеме номиналах деталей это ограничение наступает при токе 3,5 А. В случае короткого замыкания в нагрузке выходной ток ограничивается 1,5 А. Диод V8 предотвращает срабатывание устройства защиты верхнего (по схеме) плеча из-за увеличения падения напряжения на резисторе R20 в моменты, когда выходное напряжение изменяется в отрицательную сторону. Аналогично работает устройство защиты нижнего плеча.

Элементы R30, L2, C11, R31, C10, C12 предотвращают самовозбуждение усилителя.

Катушки L1 и L2 намотаны виток к витку в два слоя проводом ПЭВ-2 1,0 на каркасах диаметром 7 и длиной 28 мм и содержат соответственно 30 и 46 витков. Вместо транзисторов КТ3102А и КТ3107Б, КТ3107Д можно использовать соответственно транзисторы КТ342Г и КТ361В, КТ361Д. Ближайшими аналогами транзистора КТ626Б (кроме КТ626В и КТ626А) являются транзисторы КТ814В и КТ814Г.

Транзисторы V9, V12, V15 и V16 установлены на теплоотводе с площадью охлаждающей поверхности 900см² и изолированы от него слюдяными прокладками толщиной 0,1 мм.

Правильно смонтированный усилитель практически не требует налаживания. Необходимо только настроить мост R15 C6 R29 L1 по минимуму искажений. Для этого на вход усилителя подают сигнал синусоидальной формы частотой 50…100кГц и, наблюдая выходное напряжение на экране осциллографа, подбирают конденсатор C6 так, чтобы искажения формы стали минимальными.

Литература:

1. Black H. US Pat 1, 689, 792. 9th Oct 1929.

2. Vanderkooy J., Lipshitz S. P. Current dumping does it really work? Wireless World, 1978, June (Vol. 84, 1510).

3. Walker P. J. Current damping audio amplifier. Wireless World, 1975, Dec. (Vol. 81, 1480).

Источник:

О. Решетников. Снижение искажений в усилителях мощности. Радио №12, 1979г. стр. 40-42